flip-flopの掲示板

帯域100MHz(2ch時500MS/s)のオシロがあるのでさらに広帯域のモデルはずっと安くなるまで待つつもりだった。オークションを覗いていたら24年前の帯域1GHz(2ch時2GS/s)のモデルが安かったのでつい買ってしまった。100MHz機より安い！
大きいしファンがうるさいので常用はしないだろう。使わないまま10年過ぎるかもしれないが、見たい時に使えるという安心感はある。

YAMAHAのDME24N（デジタルミキシングエンジン）が安かったので落札。
測定用の標準マイクもあるので、スピーカーのクロスオーバーが自由自在になる。
オーディオは長らく休止中だがぼちぼち再開しても良いかも。

　回路に不具合が有り、一時中断していましたが、　　　　　　　　　　　　　　　
このほど原因調査、修理のはこびとなりました。　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
不具合　　ステレオ信号が突然出なくなった。　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
調査　　　ICなど交換してみたが直らない。　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　38KHz水晶を確認してみると、数100KHzで発振している。　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
直接原因　38KHz水晶故障。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
故障推定原因　1、2035Dは、通常1.5Vで使用するようだが、限界に近い、　　　　
　　　　　　　　　3.3Vで駆動させているせいか？　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　（「ひたすらトランスミッタを作る」さんの記事で　　　　　
　　　　　　　　　　電源電圧を上げると、歪み、セパレーションが　　　　　　
　　　　　　　　　　改善するとのことでやってみた。）　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　2、過去の「トラ技」の記事でこの手の発振子は、　　　　　　　
　　　　　　　　　エネルギ伝達能力が弱く、TTLレベルで22pF程度の　　　　　
　　　　　　　　　負荷に耐えられないとあった。　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　今回は38KHzの周波数調整でコンデンサは、38pF　　　　　　
　　　　　　　　　を使ったせいか？　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　交換した水晶は、負荷16pFで調整出来たため、　　　　　　　
　　　　　　　　　負荷が軽くなって、改善方向に向かったかもしれない？　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
結果　　数時間作動させたがステレオ信号（19KHz)は、安定。　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　このまま様子を見ながら、次の項目に進みます。　　　　　　　　　　　

　　　いつも有益な情報ありがとうございます。大変参考にしてます。

　　さて、今回エアコンプレッサーを入手しました。紹介したいと思います。

目的　　電子部品、基板、電気製品製作、修理時のエアブロー掃除

　　　今までは、缶のエアダスターを使用していましたが、すぐ無くなるし、
　　　圧力もすぐ小さくなるので、困っていました。
　　　そこで、エアコンプレッサーの購入を、検討しました。　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
購入基準　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　使用目的は、小規模な範囲のエアブローなので
　　　　　タンク容量は、20L以下でOK。

　　　　　パワーは１馬力以上。（家庭電源で使用可能な物）欲張り。
　　　　　持ち運び、移動が簡単なもの。（２０Kg以下）
　　　　　価格、二万円以下。
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　オイルレス、消音タイプ

　　　　　エアツール（インパクトレンチ）は使用しない。（100Vでは無理）
　　　　　きついネジを一瞬緩める、瞬間利用は、できるかも知れない。

購入品
　　　　　　アマゾンで入手
　　　　　上部に取っ手が付いていて、持ち運びが簡単。重量13Kg。

　　　　　　圧力は、0.5～0.8Mp（0.5になると、ちょっと弱く感じる）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　タンク容量は、10Lなので、たびたび起動するのは、がまん。
　　　　　モーターパワー1000Wと言うことで買ったが、測定したら、
　　　　　入力860Wしか無かった。(8.6A、起動時11A)

　　　　　　他の製品で、家庭電源100Vで5馬力などと宣伝している
　　　　　　インチキ品も有ったがそれよりは、ましか。
　　　　　　　（計算すれば直ぐわかる。）

　　　　　音は、消音と言うだけ、通常の物より静か。
　　　　　ただし、夜間に使うのには、気が引ける。

結果　　　ほぼ、満足　スリムで置き場所にも困らない。
　　　　　家庭エアコンのエバポレータ、シロッコファンの掃除
　　　　　また、車の内装部品、エンジン部品の修理にも使えそう。

ありがとうございました。
お蔭様でやっと理解できました。

>>全く異なるふたつの振る舞いに対して、同じ説明「初段入力に加わる歪やノイズはNFBが効かない」からだとすると理解できなくなってしまいます。

「見かけ上」の意味が理解できれば２つのケースの状況はすんなり受け入れられるでしょう。

・初段の歪が(初段)信号振幅に支配される場合はNFBにより振幅が減少すると初段で発生する歪が減るので入力換算歪も減ります。
・初段の歪が(入力)信号振幅に支配される場合はNFBで初段振幅が減っても発生歪が減らないので入力換算歪も変わらない。
入力換算歪の視点で見ればどちらも全く同じロジックである事が分かります。
これを初段の「歪率」の視点で見ると訳が分からなくなるのです。

NFBによるループ内の抑制効果は信号、雑音、歪を全く区別せずにループ内のどの位置でも等しく働きます。
仕上がりゲイン０dBでNFB=60dBなら、入力信号が１Ｖの時に本来なら1000Ｖの出力が出る所を１Ｖに抑制されるのです。（入力換算では１mＶ）
ループ内のどの位置でも1/1000に抑制されるが、出力端子の位置で見ると出力までの累積ゲイン倍されるので印加される場所によって「出力から見た」抑制効果は異なります。

結果的に出力段直前の歪は60dB改善されるが入力段の歪は-60dBになったのが60dB増幅されるので全く改善されないように見える。→これが「見かけ上NFBが効かない」と言う現象です。

お時間を取らせたお蔭様で理解できたように思います。
「歪率一定」というのは、ＮＦＢの振る舞いを理解するための、抽象化・単純化・理想化した仮想的なモデルであることをご理解お願いしたい。
現実には歪率は一定ではないし、発生源としている初段の歪率が増加すれば、それに比例して出力の歪率も増加するというのは、至極当たり前の話です。
　さて、「本文＞ゲイン配分とＮＦＢ後の振幅計算」のご解説でも抽象的なモデルでご解説をされています。この中で、「熱雑音であろうがとにかく何でも1/NFBへの抑制は働く」を読んで私はひと安心するわけなのですが、一方「初段入力に加わる歪やノイズは見かけ上NFBが効かない」と来ると、そこが引っ掛かるというか、「見かけ上」という難解な言葉はどういうことなのか？と疑問が湧きます。
　私の憶測では、実際はＮＦＢ抑制はちゃんと効いているのだが、仕上がりゲインから算出した入力換算値は変化しないため、効いていないように錯覚する、ということを「見かけ上」と表現されているのではないか。もしそうであれば、「初段入力に加わる歪やノイズにはNFBが効かない」と鵜呑みにすることは錯覚ではないか？と考えます。
　もしそうであれば、入力振幅が増加すると歪が増加する、という振る舞いと、仕上がりゲインから算出した入力換算値は変化しない、という振る舞いの、全く異なるふたつの振る舞いに対して、同じ説明「初段入力に加わる歪やノイズはNFBが効かない」からだとすると理解できなくなってしまいます。
　

>>「初段で発生した歪率（一定と仮定）」

ここが問題なのです。理論上そう仮定する事は容易いですが、現実は違います。

NFBを20dB増やすと初段振幅は1/10になりますから差動初段の３次歪は1/1000で歪率は1/100になり、他の歪がなければNFB後の総合歪みは理想的には60dB改善されます。

逆に入力電圧振幅由来で初段に歪が発生している場合は、NFBを20dB増やすと初段振幅は1/10なのに発生歪みは変わらないので初段の歪率は10倍悪化します。（総合歪みは変わらず）

本文記事で書いているように、「率」の値は無意味で、それぞれの場所で発生する歪の絶対値に着目すべきです。各段で発生する歪量を初段からのゲインで割った「入力換算歪」の値が重要で、途中の歪率は無視して良いのです。

早速のご返信ありがとうございます。
私の「誤解」の内容が理解できないので、今一度ご解説をお願いしたい。

＞例えば入力換算で1μVの歪がある時に後段ゲイン40dB上げてNFBを40dB増やしたとします。同じ出力なら初段振幅は40dB下がりますから、初段の「歪率」が同じなら入力換算の歪も40dB下がり、総合歪みも40dB改善します。

これは私が書いたことと同じですが、私の「誤解」ですか？
初段で発生した歪率（一定と仮定）は、出力の歪率ではNFB量だけ改善される、で
間違いないですか？

良く見られる誤解ですね。

ＮＦＢの解説ではループ内の全てに対し1/NFBに改善される、と書きました。
初段の入力換算の歪はループ外なので効かない（ように見える）のです。
注：正確にはループ内で1/NFBに抑制されているのだが「NFB後の仕上がりゲイン」で入力換算すると減った分だけ増幅される結果、値が変化しないのでループ外のように見える

例えば入力換算で1μVの歪がある時に後段ゲイン40dB上げてNFBを40dB増やしたとします。同じ出力なら初段振幅は40dB下がりますから、初段の「歪率」が同じなら入力換算の歪も40dB下がり、総合歪みも40dB改善します。

入力換算歪電圧が同じなら初段振幅は1/NFBなので初段の「見かけ上の歪率」はNFB量だけ悪化し、総合歪みの改善はありません。0dBバッファのように初段電圧振幅が大きい場合はNFB量を増やしても入力換算歪が減らず、結果的にNFBが効かない現象が良く見られます。

flip-flopさま
オーディオ関連の解説、とても参考になります。
ひとつ良く理解できないところがあるので投稿させていただきました。
５．歪みを最小にする手法＞初段で歪を発生させない　の解説。
例として、裸ゲイン80dBのオペアンプでNFBによる仕上がりゲイン20dBのアンプがあるとして、初段（オペアンプ内部）の歪率が10％、出力電圧1Vとしたとき、初段入力電圧は0.1μV、入力換算歪電圧は0.01μVとなります。
出力の歪電圧はゲインが20dBなので0.1μVとなり、歪率は0.01％となりますから、歪率はNFB量と同じ60dB改善されると思います。
「初段の入力換算の歪にはNFBは効かない」とお書きになっておられますが、理解できません。

　FMトランスミッタの調整に使うラジオが、壊れてしまいました。
　　　　　　　　
　このラジオは、MPX信号が出力できます。それで19KHzステレオ信号の　　　　　　　　
±7.5KHz変調レベル調整に使います。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　使い方は、NHK FMを受信して、無音時に現れる19KHz電圧を観測して　　　　　　　　　　　
それと同じようにFMトランスミッタを調整すればOKです。　　　　　　　　　　　　
（手持ちのスペアナでは、性能（RBW)の問題で±7.5KHzは、観測できません。）　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
不具合　　　音が出ない。ノイズも聞こえない。　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　チューニングすると、レベルメーターは反応する。　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
原因　　　　以上より、音性出力回路の故障と推定。　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
修理　　　　　ネットで調べたところ、IC(CX-025)のトラブルが多いとのこと。　　
　　　　　　代替回路も載っていたので、これを作って交換。　　　　　　　　　　
　　　　　　(2SC1815×3,10KΩ抵抗×2)　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　 そのほか、調べたら出力トランジスタ(2SB495ゲルマニウム)
　　　　 　　も不良になっていた。調達が大変。シリコンは無理。　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　この際、他のトランジスタ、電解コンデンサ、トリマーなど　　　
　　　　　　全て交換した。（測定したら、とりあえず全て正常だった。）　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
結果　　　直った。　　これで調整が出来ます。

　　90MHz発振はうまくいきましたが、ドリフトがひどく難儀しています。　　　　　　　　　　
環境温度変化により、予測不能なドリフトです。中央値が定まりません。　　　　　
±20KHzほど変化するので、受信機側の AFC に頼るしかない状況？　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　さて、それは妥協することにして、音声回路の調整に入ります。　　　　　　　　
写真は、1KHz,4KHz入力時のコンポジット信号です。　　　　　　　　　　　　　　　
38KHzスイッチング信号のローパスフィルタを省略したため、　　　　　　　　　　　
1号機と比較すると、かなりの歪みが見えます。　　　　　　　　　　　　　　　　　
このレベルの歪みが、受信機側でどう影響するかわかりません。　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　このあと、上記調整をすませ、実際に音楽信号を、入力して、　　　　　　　　
音質の確認をしてみたいと思います。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

RF90MHz調整完了です。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
なお、MPX信号も乗せてみました。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　写真　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　上、90MHz出力　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　バンドパスフィルタを付けたが元の10MHzは、しっかり見える。　　　　　
　　下、MPX重畳波形　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　19KHzステレオ信号OK
　　　　 38KHzスイッチング波形（無信号だが、かなりのレベル？）　　　　　　　　
　　　　　有害な57KHzは、特に見えず。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
この後、音声入力調整に入ります。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

90MHz発振成功しました。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
写真　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　上、90MHz出力波形　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　下、10MHzセラロック歪波形　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　（アクティブプローブだと10MHz程度は何とか直接観測出来る？）　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
この後さらに各部の調整に入ります。　　　

　スケート場では、セットパターンダンスの練習のため、最初はその曲を聴くためだけが目的でした。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　しかし、最近は細かい練習の時、サラプライトマン、キャサリンジェンキンスなど好きな音楽を聴きながら滑っています。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　好きな音楽を楽しむためには、ボーカルなどの音の表情が良く見える必要が有り　　　
どうしても、音質にはこだわってしまいます。　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　一号機は現在フィールドテスト中ですが、小型化した二号機のアウトライン　　　
ができましたので、アップしてみます。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

今回作製したトランスミッタはスケート場に持ち込むのにあまりにも重いめ、　
軽いものを作る、　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　
1.　仕様
　1）サイズ　160×95×35mm（タカチプラケース電池装着部付き）　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　2）電源　単三エネループ×4　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　3）周波数　90MHz固定　微弱電波　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　10MHzセラロック×3×3逓倍（トラ技掲載回路）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　周波数ドリフト調整用可変抵抗取付（バリキャップバイアス変更）　　　
　4）バンドパスフィルタで10MHz除去　　
　5）MPX NJM2035D簡易回路（秋月通商）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　ローパスカットオフ11KHz　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　6）変調　10MHzセラロックをバリキャップで直接変調（トラ技掲載回路）　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
2.問題点　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　1）セラロックでは周波数安定が悪いためラジオの100KHzステップでは不安。　
　　　　（水晶では±75KHz変調は難しい。）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　2）MPX簡易回路では、どんな音になるのか？　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　フィルターを通す、通さない、の違いは？　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
3.制作　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　1）フレキシブル基板使用。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　2）各ブロックを組み合わせ。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　3）オシロ、スペアナ（安物）で直接波形を観測し、部品交換で最適値を探す。
　　　　　　　　体力勝負！！　（シロウトでも波形が見えれば何とかなる）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
＊アドバンテストのスペアナを、手に入れたそうで。おめでとうございます。　　
　　　　　　　　うらやましい限りです。（世界に誇るステータスです）　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　当方もヤオフクで検討しましたが、取り扱う自信が無く、保留中です。
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

制作したFMトランスミッタをスケート場で使用してみます。　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
1.スペック　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　1）サイズ　180mm×130mm×46mm　重量1.1Kg　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　2）RF PLL(80～93MHz)100KHzステップ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　3）MPX NJM2035D　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　4）ローパスフィルタ　11KHz 　
　　5）終段　2SC2538
　　6）RF出力　Lo 4mW（微弱電波）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　7）稼働時間　6Hr以上
　　8）RF,AV信号回路には、音質を悪化させるセラミックコンデンサは　　　　　　　
　　　　使わない。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
2.外部機器　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　1）使用プレーヤー　MD(MD-MS722)絶滅種　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　2）使用ポケットラジオ　ソニー NW-S313　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　3）システム総重量　2.4Kg 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
3.使用結果　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　1）RF　スケート場全域でほぼノイズなし。　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　２）音質　重要なのは、ノイズを含まない電波（PLLでは、大変）　　　　　　　
　　　　　　　AV回路は独立させ、一点アースを基準としてノイズをシャットダ　　　　　　　
　　　　　　　ウン。（ステレオアンプの安井先生、金田先生の教え。）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　現在、花粉症で音が聞きづらくなっているが、無音時のノイズ
　　　　　　　が無くはっきりした、クリアな音に聞こえる。　　　　　　　　　
　　　　　　　カットオフ11KHzでも、高域は伸びやかに感じられる。　　　　　　　
　　　　　　　サラブ・ライトマンも表現が豊か。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　何より、セットパターンのダンス曲を聴きながら滑れることが　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　すばらしい。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　3）つぶやき　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　今スケート場で流している音楽は、まさに今の音楽であり　　　　　　　　　　
　　　　　　　現代人には大変受けていると思うが（AKBなど）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　古い私にとってはちょっとつらい。　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　平日には、スケーターズワルツでも流れていたらと思う。　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　あるニュースで、収容所（刑務所？）　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　に収容されていた人物に嫌いな音楽を四六時中大音量で　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　聞かせ続けたところ死んでしまったと言う話があった。　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　フェイクニュースだと思ったが、思わず「うん、うん」と　　　　　
　　　　　　　　うなずいてしまった。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
4.問題点　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　1）音質については、まだ模索中（次回録音してアップしたいと思います。）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　2）運用重量が重い。（持ち運びが大変！）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　システム重量　2.4Kg !!! 　

5）今後の対応
　　1）耳の調子を見ながら音質の向上　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　2）重くて大変なため、軽いものを新規作る。

1.音質の向上(プリエンファシスとローパス分離ー最小限のパターン変更）
　1）ローパスのカットオフ最適値を探す。
　2）カップリングコンデンサの最適値は？

2.カットオフ周波数
　15KHz～10KHzまで、いろいろ試す。
　（使用音源ープレイヤーキータッチ音及びアイスダンス曲など。）
　　測定
　　　　13KHzまでは、キータッチ音に濁り発生。
　　　　12KHzにするとほぼ濁りは感じられない。
　　　　　（キャサリン・ジェンキンスなどのボーカル高域は良く出ている）
　　結果
　　　　とりあえず、11KHzとして様子を見る。

3.カップリングコンデンサ
　　PLLの安定性と低音の限界を探る。
　　測定
　　　　0.47μ→低音は豊かになるが、30Hzフルスイング入力で、
　　　　　　　　　PLL制御電圧過途応答による、ノイズ発生。

　　　　0.1μ→低音はそこそこ、30Hzフルスイングでも
　　　　　　　　ノイズは感じられず、PLLは安定。
　　結果
　　　　0.1μで様子を見る。

4.アイススケート場で性能確認。
　　現在、花粉症がひどくなってきていて鼻水、鼻づまり、
　　　さらに耳が、聞こえなくなって（特に左）よくわからん状態！！！
　　　　耳の回復を見ながら、ぼちぼちやります。
(当方が行くスケート場では、方耳だけの視聴が許されています）

ネットオークションでアドバンテストのスペアナを落札。ローエンドモデルなので幅32cm程度を想定していたが、幅43cmもあって思った以上にでかかった。
外部インターフェースがGPIBなので今時の測定器のようにUSBでＰＣと繋いでデータを取るのは難しい。（USB-GPIBのアダプタを１万円位で買えば繋げられるが、動かすソフトは用意されていない。そういうのも含めて安いのだ）

内蔵電池が切れていたのを交換してセルフテストのエラーは全てクリアに。
入力コネクタがＮ型なので接続できるケーブルがない。BNCやSMAへの変換コネクタを手配しなければ。

その後、RF出力に大問題発生！
対策に１月ほど掛かってしまいました。
　状況
　　AVケーブルを繋ぐとPLLが外れる。
　原因（推定）
　　1.　AVケーブルからRFの回り込み。
　　　　対策→入力部アース変更
　　2.　RF出力のインピーダンス整合不良。
　　　　対策→トリファイラをバイファイラ巻きに変更。

以上の変更でほぼ、安定になった。
ようやく音質の改善に進めそうです。

引き続いて、高周波の確認設定をします。

1. 高調波の確認
　　高調波の発生は、見られず。
　　　　（スペアナの性能が、悪いせい？）

2. 最大周波数偏移を、±75KHzに調整。
　　入力　200mVpp/1KHz
VCO入力　500mVpp/1KHz
　　　上記で設定OK

音質湖上のため、先に高周波部分のチェックを行います。

1. PLLの安定化
　　PLL電圧は、10KHzの方形波でデューティ比制御のためノイズがすごい。
　　また音声信号（特に低音）で振られるため変なノイズ？が入る。

　　対策　ローパスフィルタのコンデンサを出来るだけ大きくする。
　　　　　　カットオフ周波数を下げる。
　　　　　　（下げすぎるとロックしなくなりました）

　　結果　　10μと0.1μとすることで
　　　　　　50Hzフルスイング(±75KHz変調)の信号を入力しても
　　　　　　PLLローパスフィルタ二段目でノイズは観測されなくなった。

名称は（ひたすたトランスミッタを作る！）さんの、コピー

アドバイスありがとうございます。
プリエンファシスとLPFを分離します。
検討を始めますが、いろいろ問題も有る訳でーーー

1. 大きな回路変更が難しい。
　　可能な限り小型化したため、スペースが無い。
　　（2.5mmのスペース確保に２日かかったりして！）
　　ユニクラフトさんの基板が立派で、パターンを剥がしたくない。

2. オペアンプ１つのLPFで可能か？
　　２次のLPFでは降下特性が悪いので、音の高域はどこまで犠牲にするか。
　　高域の音質とセパレーションの良否の判断は？

3. LPFのカットオフ周波数の設定
　　高域が多く含まれる音を入力して歪まないレベルを探る。
　　（入力はMDプレーヤーの、キータッチ音でやってみる）
　　　（測定器はパナソニックミニコンポSA-PM930DVD ＋カバさんの耳）

4. 実験
　　入力プリエンファシスは推奨回路でLPFはカットオフ周波数を
　　いろいろ試してみる。

Ｑの高いＬＰＦでプリエンファシスの上昇特性を兼用させようとするとカーブが合わないので、上昇特性はメーカー指定回路で、ＬＰＦと分離するのが良いでしょうね。

去年は大変お世話になりました。
本年もよろしくお願い致します。

アイスダンスの練習のためダンス音楽を聞く手段として
FMトランスミッタを作り始めましたが、現在電波の質とか音質が良いの悪いのと
ドツボにはまっています。（また、滑りながら違う曲ばかり聴いています？）
（＊今日の環境では、他にいくらでも方法は有りますが、自作の自己満足です？？）

早速ですが去年組み立てたFMトランスミッタの音を身近な人に聞いてもらったところ散々な評価！なんだか高音がキンキンして聴きづらい！！！
原因を調べることにします。

1.　NJM2035D推奨回路におけるプリエンファシス特性
　　測定したところ、図のように見事に基準に合っています。
　　しかしながらローパスフィルタが入っていないので
　　高域でレベルの高い信号が入った場合、音質とセパレーションがかなり悪化
　　　（これが音が悪いと言われる原因の１つか？）

2.　今回は、ローパスフィルタ＋プリエンファシスで構成しました。
　　測定結果は、図のように散々。
　　ローパスは良いものの、1KHzからレベルが下がっていて10KHzあたりが
　　急にピークになっている。
　　結果として、ボーカルはやせて高域がキンキンするようだ。

3.　対策
　　まずは、この特性を修正することを考えてみます。　　

ＭＰＸにフィルタを掛けると有害な57kHz成分を低減できますが、同時に38kHz±15kHzのL-R信号成分も削られます。
差信号が正しく伝送されないと高域のセパレーションが劣化して音質も影響を受けます。

前発言の「L-Rと38kHzのアナログ掛算でMPX信号を生成」は余分なスプリアスを発生しないのでフィルタが不要となり、正確な信号が得られるのです。

アドバイスありがとうございます。（電気に関しては、かなり素人です）
　音に関しては、昔たしか、せんごくさんのキットでCL発信,「555」を使って38KHzスイッチングしたものが、大変良かった記憶があります。
　現在、参考回路がなかなか見つからず、スペースも無いことから2035D使用。
今回、メーカーの推奨回路で38KHzスイッチングのあと、ローパスフィルター
を付けたところ、きれいなコンポジット信号になっったように見えますが
音質の関係はさっぱり、？？？
でも、巷で言われているほど悪くないような気も（波形的に）。？？？
　*最近はダンス曲より、他の曲を多くきいています。×××！！！（困った）

単に音を良くしたいだけならモノラルで出せばシンプル。
（ダンスの音楽にステレオは不要）

2035Dの仕様を見るとMPX変調は単なる方形波SWなのですね。
アナログ的な掛け算回路で38kHzをL-Rで変調すれば完璧かも知れません。

FMトランスミッタ、音質向上道半ば。
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
ボーカルに、（つや）がほしくて
プリエンファシスの時定数変更してみるも、？？？
とりあえず、参考回路の定数で、
[2035D]の仕事ぶりを、みてみました。
MPX出力　1 .Rのみ、入力
2. パイロット信号19KHz重畳

dmさん、お久しぶりです。
自作と言ってもプロの仕上がりですね。
かなりの回路規模ですが色々と欲張って仕様を決めるのも自作ならでは。

現在の機器ではＢＴで別プロファイルで同接続するのが簡単かも。

昔、アイスダンスの練習をしていた頃は一般営業時間中、二人同時に曲を聞くことはむずかしく、このため自作したFMトランスミッタで曲を流し、それぞれが持っている小さなポケットラジオで聞いてタイミングを合わせると言うことをしていました。
今回、改良版を作ってみたのでアップしてみます。
1.微弱電波で制作
2.PLLの安定化,高調波の少ない電波。
3.現場での充分な稼働時間（エネループ使用）
4.***音質の向上（エンヤ、サラブライトマンが聞けるレベル）?
(MPXは、ネットでぼろくその2035D)
5.コンポーネントとして、持ち運びの容易化。

200MHzオーバーの広帯域の機種が安くなるまで待つつもりだったが、待ちきれずに秋月で100MHz4chモデルを発注。４万切るので後悔するような買い物ではない。

これにした理由は1G/sサンプルで2ch間の位相を測定できる機能がある点で、Analog Discoveryでは5MHz超えると怪しくなる伝達特性の位相回転を100MHzまで見ることが出来るはず。

新しく買った品種も含め、データの整理も完了。
→ http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/keisoku/Tr_data1/index.html

数えるとTrとFET合わせて340品種ある。手持ち品は520品種だから主要な物はほぼ全部カバーしている。これらをどう活用するかはこれからだな。

丹青でCAN型(To-18)のトランジスタが８個で500円と安く売られていたので試しに購入。
Motorola製で現品表示はT143, T146の２種。WEBで調べても一切情報がない。

特性を測ってみると、耐圧と電流特性からT143=2N2222A(NPN), T146=2N2907A(PNP)相当と見られる。但し、hFEがオリジナルは200程度なのに対し、T143 : 120, T146 : 100程度でやや電流ゲインが低い。
CAN型のオリジナル品は１個200円程度なので、値段を考えれば十分かな。

古い品種では金属CAN型のパッケージがあり、性能的には最新ではないが「音質が良い」と言う噂もある。音は自分で聞いて判断するしかないが、まごまごしていると入手不能になってしまう。

なくなってしまう前に現在安く手に入る品種を一通り発注した。
A499,A549,A552,A571,A603,A711,A800 (A712は欠品連絡あり)
C943,C1164,C1169,C1216,C1424,C1747
2N4033,2N3019,2N2905A,2N2219A
一部に１個500円を超えるのもあり、モールド型の同等品と較べると一桁高い感じ。
果して音は良いのだろうか？

Re: バスレフダクト計算の質問 投稿日：2022年 3月11日(金)10時06分53秒

早速のコメントありがとうございます。
なにせ，薄学のものですから，自分の都合のよい解釈をしようとしてしまいがちです。
ご容赦ください。
だいぶ理解できてきました。ありがとうございました。
万一また質問させていただくことがあれば，何卒よろしくお願い申しあげます。
重ね重ね御礼申しあげます。
ありがとうございました。

Re: バスレフダクト計算の質問 投稿日：2022年 3月11日(金)09時05分32秒

> つまり「限界」というよりは実用的にそのダクトの共振周波数で再生可能な最大音圧という解釈でよろしいでしょうか？

「実用的」と言う解釈は合っていると思います。その音圧を超えても二乗でＱｄがさらに下がるだけです。


> 最初の私の解釈では，質問させていただいたイメージの他に，【例題９】の１０ｃｍの例では，スピーカーの中音域以上での音圧レベルが９４ｄＢとなるＳＰＫへの電気入力のとき，ダクト共振周波数の音圧レベルを９４ｄＢとするためのダクト径であって，

そのように考えるロジックが私には理解できません。電気入力もＦ特も全く関係ありません。ダクト共振周波数での「とある発生音圧の値」でのダクトＱのみを議論しています。
Ｑｄの発生音圧依存性から、Ｑの低下が許容できる最大音圧が存在するという事が主旨です。


>もしダクトの共振周波数でのＳＰＫ入力を電気的にブーストする前提なら設定音圧は９４ｄＢからブーストする音圧を差し引いた値で計算すればよいのではないかとの都合のよい考えもあったのですが，それは違うということですね。

電気入力は無関係に実際に発生する音圧値なので、ブーストする分だけ悪化します。

Re: バスレフダクト計算の質問 投稿日：2022年 3月10日(木)11時16分36秒

ぶしつけな質問にお答えくださりありがとうございます。
概ね理解できました。
確認の意味合いで，今少しお付き合いくだされば大幸です。

>> 2．【例題９】で「バスレフ共振点での最大音圧を９４ｄＢとして・・・」との
>>記述があるのですが，・・・
>「限界」というより、実際の再生レベルの一番大きな所の音圧と言う感じです。

の回答の「実際の再生レベルの一番大きな所の・・・」のイメージですが，最初の質問の「限界」の意味合いが少し違うが質問のイメージで概ね合っている，
つまり「限界」というよりは実用的にそのダクトの共振周波数で再生可能な最大音圧という解釈でよろしいでしょうか？

最初の私の解釈では，質問させていただいたイメージの他に，【例題９】の１０ｃｍの例では，スピーカーの中音域以上での音圧レベルが９４ｄＢとなるＳＰＫへの電気入力のとき，ダクト共振周波数の音圧レベルを９４ｄＢとするためのダクト径であって，もしダクトの共振周波数でのＳＰＫ入力を電気的にブーストする前提なら設定音圧は９４ｄＢからブーストする音圧を差し引いた値で計算すればよいのではないかとの都合のよい考えもあったのですが，それは違うということですね。

そのことへのご回答がＡＲＵという方法ということですね。

flip-flop様の全体的なご説明を通して，バスレフボックスシステムについては，例えばＳＰシステムのカタログの１Ｗ入力時のf特はあくまで１Ｗの時のものであって，入力を大きくして音圧を高くすれば，厳密にはバスレフダクトのＱが低下して１Ｗ時のｆ特は維持できなくなる。そのときダクト共振周波数の低音は中音域より相対的に音圧は低くなってしまうということを理解しました。
逆に入力を小さくすればダクト共振周波数では音圧が中音域より大きくなっているかもしれませんね。まダクトの設計次第なのでしょうが・・・
これは新しい知見でした。ありがとうございます。

Re: バスレフダクト計算の質問 投稿日：2022年 3月 9日(水)22時36分22秒

> １．§３中の「●ダクト断面積とロスの算出」の【例題９】の１０ｃｍ，４Ｌ，９４ｄＢ，Ｑｄ＝１０の条件で，r=0.039√√（PVｃQｄ）の式で計算するとr=1.47cmになるとなっているのですが，この結果を，【例題９】の上の方に書いてあるQd=45000S^2/PVcの式にS=πr2（m2に換算）として，P=1,Vc=0.004を代入するとQd=5.17・・となつて，もとの問のQd=10に戻れないのですが，式が正しいとして，私の計算の間違いをご指摘願えないでしょうか？

ｒ＝0.039 √√(1*0.004*10)＝0.0174m ＝1.74ｃｍ です。つまり計算結果を書き写した時のタイプミスでした。
ダクト半径の誤差は４乗で効くので、Qdは２倍違う値になってしまいます。→誤記内容は修正します。

> ２．【例題９】で「バスレフ共振点での最大音圧を９４ｄＢとして・・・」との記述があるのですが，ここでの「最大音圧」の意味は，当該バスレフボックスに取り付けられたＳＰＫへの電気的パワー入力を徐々に上げて行ったとき（このときＳＰＫの音響出力は無限に電気的入力に比例して増加するとする）バスレフダクトから発生可能な共振点での最大音圧・・・つまりそのダクトで発生しうる限界的な音圧と解釈すればよいでしょうか？

「限界」というより、実際の再生レベルの一番大きな所の音圧と言う感じです。

> ３．【例題９】では「Ｑdを最低１０程度確保したい」となっているのですが，なぜ１０程度とされたのでしょうか？
> 例えば別の方のＨＰでは参考としてですがQd=√（S*F/μ)*(L+0.85*D)/(L+D）なる式（Sはダクト面積，Fはダクトの共振周波数，μは空気の粘性，Lはダクト長さ，Dはダクト径）が示されており，これに適当な妥当的数値を代入すると平気で５０以上のＱdが算出されます。

Qd>10としたのは抵抗成分によるレベル低下を無視できる条件です。
Qd=√(S*F/μ)*(L+0.85*D)/(L+D)の式は空気粘性のみを考慮したもので、空気流が出口で吐出されて運動エネルギーとして運び去られるロスを応慮していません。
ダクト出入り口にRを付けて徐々に広げると空気流速が広げた分低下するので、エネルギーロスは減ります。

> 以上，ご質問さしあげている私の意図としては，ダクトの共振点での音圧をＳＰＫの中音域以上の音圧より低く設定することを志向しており，その音圧差を指定した場合にダクトのＱとダクト面積はどう設定すればよいかを計算で求めたいと考えています。その際ダクトの共振点でのＳＰＫの音圧は既知であるとして。そのようなことを考えて色々調べているうちにflip-flopさまのＨＰに出会い，この質問を差し上げるに至ったものです。
> ご可能な範囲でよろしくお願いいたします。

ダクト面積を絞ってダクト音圧を下げる方法は、発生音圧でQが変動するので大音量時に音が詰まってしまいます。
ダクトQが十分高い条件でバスレフの低域周波数特性を検討し、どうしてもダクト音圧を下げたい場合は音圧に拠らない抵抗値を示す「ＡＲＵ」を付けると良いでしょう。ARUとは、パンチングメタルや薄い布をピンと張るなどの音響抵抗です。

バスレフダクト計算の質問 投稿日：2022年 3月 9日(水)11時29分35秒

ＨＰのうちバスレフスピーカーのダクトチューニングの章を参考にさせていただいて勉強させていただいている初心者です。有益な知見を公開いただきありがとうございます。

それで「§３バスレフ方式の計算」について以下ご質問させていただきたく，初心者なので的外れなことをお聞きしているかもしれませんが，よろしくお願いいたします。

１．§３中の「●ダクト断面積とロスの算出」の【例題９】の１０ｃｍ，４Ｌ，９４ｄＢ，Ｑｄ＝１０の条件で，r=0.039√√（PVｃQｄ）の式で計算するとr=1.47cmになるとなっているのですが，この結果を，【例題９】の上の方に書いてあるQd=45000S^2/PVcの式にS=πr2（m2に換算）として，P=1,Vc=0.004を代入するとQd=5.17・・となつて，もとの問のQd=10に戻れないのですが，式が正しいとして，私の計算の間違いをご指摘願えないでしょうか？

２．【例題９】で「バスレフ共振点での最大音圧を９４ｄＢとして・・・」との記述があるのですが，ここでの「最大音圧」の意味は，当該バスレフボックスに取り付けられたＳＰＫへの電気的パワー入力を徐々に上げて行ったとき（このときＳＰＫの音響出力は無限に電気的入力に比例して増加するとする）バスレフダクトから発生可能な共振点での最大音圧・・・つまりそのダクトで発生しうる限界的な音圧と解釈すればよいでしょうか？

３．【例題９】では「Ｑdを最低１０程度確保したい」となっているのですが，なぜ１０程度とされたのでしょうか？
例えば別の方のＨＰでは参考としてですがQd=√（S*F/μ)*(L+0.85*D)/(L+D）なる式（Sはダクト面積，Fはダクトの共振周波数，μは空気の粘性，Lはダクト長さ，Dはダクト径）が示されており，これに適当な妥当的数値を代入すると平気で５０以上のＱdが算出されます。

以上，ご質問さしあげている私の意図としては，ダクトの共振点での音圧をＳＰＫの中音域以上の音圧より低く設定することを志向しており，その音圧差を指定した場合にダクトのＱとダクト面積はどう設定すればよいかを計算で求めたいと考えています。その際ダクトの共振点でのＳＰＫの音圧は既知であるとして。そのようなことを考えて色々調べているうちにflip-flopさまのＨＰに出会い，この質問を差し上げるに至ったものです。

ご可能な範囲でよろしくお願いいたします。

トランジスタの補充 投稿日：2021年11月16日(火)22時50分39秒

手持ちの主要品種の測定をほぼ終えて、データの整理も完了。
→ http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/keisoku/Tr_data1/index.html

素性の良さそうな品種でこの先手配が困難になりそうな品種と、手持ちが不足している品種を改めて発注。To-92タイプがなくなっている物でもchip型のパッケージならまだ安く買えるのもある。

小信号用MosのNch/Pchのchip品を買ったが、最近の物はSC-59(0.95mmピッチ)ではなくて0.5mmや0.4mmピッチのパッケージがざらにある。半田付けに苦労しそうだ。

BJT実測データ 投稿日：2021年10月24日(日)14時09分41秒

手持ちのバイポーラトランジスタ（BJT）330品種からパワー用を除いた主要な160品種をまず測定しているが、とりあえず100品種以上が完了、もう少しでバイポーラが終わりＦＥＴに着手できる。

カタログデータと結構違う物や、データシートに書かれていない項目で新しい発見がある。試作基板に使っていたC2545が全部hFE規格外品だったのには驚いた。

古い品種はやはり低電流でのhFE減少など問題が多い。
「音が良い」と言われたA872A/C1775Aも電流を少し流すと直線性の悪さが露呈する。高電圧を掛けたうえで数mA以下の小電流でしか使えない品種である。

有名ではない品種で優れた特性を示す物もあるが、マイナーすぎてもう入手不能である。特性一覧から使用条件に合わせて「適材適所」で使うしかない。

続：Analog Discovery でカーブトレーサ 投稿日：2021年 9月18日(土)18時06分51秒

簡易ｶｰﾌﾞﾄﾚｰｻ機能をさらに拡張して、Vceは25Vまでを５回に分けて測定する事で良く見るVce-Icカーブになった。

これだけだと面白くないのでコレクタ電流の傾きからＶＡの値を計算させたのが下の分布図である。
0.5V毎の差分で傾きを計算しているので、測定分解能の影響でかなりばらつくが全体の傾向は見て取れる。
小電流ではＶＡの値は電流値に拠らずVceに依存する。高耐圧品ほどＶＡの値が飽和するVceが高い傾向がある。

さらにVceを固定してベース電流に対するコレクタ電流の増加分からhFEの微分値を求めてみた。
一番下のグラフがそれで、2SA733の場合は10mAでは0.3V、40mAでは1.0V以上のVceを掛ければ直線性は保たれる。

（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio42.jpg ）

これもデータをまとめてＨＰで公開する事にしよう。

Analog Discovery でカーブトレーサ 投稿日：2021年 9月13日(月)19時24分13秒

LMV-186Aの改造で内部アンプの歪率が予定より悪く出たので、その原因を探ってみたら使用トランジスタの電流に対する直線性の問題と分かった。

性能の良い品種を選定する為に購入しておいたAnalog Discoveryを引っ張り出して簡易カーブトレーサ機能を使ってみると予想より使えるデータが出て、こっちが面白くなってきた。
そのままではVce=5V、Ic=25mAまでしか評価できず、ベース電流設定がVbeロス分で曲がる等の不満があるが、外部電源を使ってVbeロス分の補正を掛け、電圧範囲も２回に分けて5V-10V範囲を追加測定する事でかなり満足できるデータが得られた。

下に低雑音用の2SA1084の実測グラフを示すが、小信号用品種に良くある10mAを超えたゾーンでの飽和が少なく、良い直線性を示している。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio41.jpg ）

手持ちの品種を片っ端から調べて、大体の傾向が掴めてきた。低圧大電流と高圧小電流では当然使う品種は分けるが、汎用の2SA1015/C1815でも数Ｖ以下では20mAを超えると苦しくなるなど、設計に非常に有用な情報
が得られる。

Leader LMV-186Aの改造 投稿日：2021年 9月 7日(火)22時12分33秒

1mV感度のオーディオ用ミリボルトメーターの残留ノイズが気になったので、回路を解析して改善を試みている。
元々が5Hz～500kHz：±10％でモニター出力は10Hz～200kHz：-3dB、歪率１％以下とオシロで波形観測するだけの用途なら十分なのだが、帯域2Hz～2MHzの低ノイズの汎用増幅器としても使えるように欲張ってみた。

フルスケール振幅時に0.4％もある歪を0.01%以下に改善するには回路構成その物を一部変更する必要があり、かなり大がかりな改造となった。
（本気で性能を出すならOPアンプを使って中身を丸ごと入れ替えると簡単だが、ディスクリートの２～３石構成のオリジナル設計基板をそのまま使う前提で再設計）

もう少しデータがまとまったら、記事にして記録を残す予定。
→　http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/keisoku/LMV186/lmv.html

消えゆくトランジスタ 投稿日：2021年 7月 3日(土)23時01分24秒

某所でもう入手が難しくなった高周波用のトランジスタが破格の値段であったので、取り寄せた。注文したその日のうちにもう注文できなくなっていた。販売店の在庫も尽きたのだろう。

2SJ76/2SK213等、まだ売られてはいるが価格が高騰している物もある。安い時に20個以上確保しているが、１個1000円近くなってはもう手が出せない。
パワー用は中級品は最近の方が安くて性能も良いが、バイポーラの高ｆｔ品やオーディオ用として開発されたコンプリの横型Mos-FET等はほぼ枯渇状態である。

バイポーラの初段差動用1chipデュアル品はずいぶん前に流通しなくなっているので10数個しか手持ちがない。
安いうちに買っておけば・・と思っても後の祭り。OPアンプICの普及で不要となり消滅したようだ。FETの初段差動用はまだ入手できるので、μPA70Aなど必要十分な量を確保した。

使うのが目的なので使う分以上に買い込んでも無駄になるだけだが、「もうなくなるかも」と思うと主要な品種は安いうちに確保するしかない。
世の中はＩＣ化、低電圧化が進んでいるので高耐圧で高速の素子は特に小信号用の品種は絶滅しつつある。

手持ち品種のリストを集計したら、Tr,FET合わせて445品種、合計１万個以上ある！
工場の試作ラインを廃棄する時もらった2SJ74/2SK170ひと箱（合わせて1000個以上）等もあるので全部が数10個単位ではないが、死ぬまでにどれだけ使いきれるのだろうか。

Re: バスレフのQの算出について 投稿日：2021年 6月25日(金)17時29分50秒

ご親切な対応ありがとうございました。

Re: バスレフのQの算出について 投稿日：2021年 6月22日(火)16時24分26秒

> 念のため、トーンバーストの包絡線から減衰率を求めて実測で確認してみます。

実測で確認するのは、とても良い姿勢ですね。

２つ下の発言の等価回路で分かるように、振動板の側から見たダクト共振のＱはL1C1のみで決まり、かなり大きくなりますが、ダクト側から見たヘルムホルツ共振のＱは振動板のLCR直列回路で終端されるのでかなり小さくなります。（結合係数が振動板面積Ｓになるので、振動板が大きいほど制動が強く掛かる）

下の図はFE168NSのシミュレーションでインピーダンスの山である100Hzと、ダクト共振の60Hzで電気信号が０になった時のダクト出力のみの音圧応答を示します。共振点である60Hzでも長く尾を引く共振は見られません。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio37.jpg ）

図の一番下は総合音圧でトーンバーストを切った瞬間からの出力音圧の収束する様子。周波数は40/60/100/200Hzの４つで、fdである60Hzがやはり一番大きい。入力周波数に拠らず、ダクト共振の自由振動波形になっているのがよく分かる。

シミュレーションで電気入力を０としてヘルムホルツ共振部に電流源を注入してやるとダクトの自由共振Ｑが求められ、FE168NSの例ではＱ＝２でした。

Re: バスレフのQの算出について 投稿日：2021年 6月22日(火)06時46分25秒

ご回答ありがとうございます
つまりｆｄには電気的な制動はかからないと考えてよいのですね？
念のため、トーンバーストの包絡線から減衰率を求めて実測で確認してみます。

Re: バスレフのQの算出について 投稿日：2021年 6月20日(日)16時34分33秒

> バスレフポートのQについては電気系の制動がかかず、メカ系のみのQ
> （ハーフパワーポイント法などで求めた値）と考えていいのでしょうか。

バスレフの電気インピーダンス特性はユニットのfoピークがダクト共振fdによって押しつぶされ、fdの上下に２つ山が出来ます。これのＱはどちらも密閉にした時のQocに近いと考えて良いです。

一方、ダクト共振fdでは箱内部の音圧Pによって振動板が止められ、振動板振幅は下の図の赤線のような鋭いディップが発生します。
この部分のＱはダクトの抵抗成分（L1と直列）と吸音材によるロス分（C1と並列の抵抗）で決まり、低いとダクト音圧の低下となりますが、高くても何も問題はありません。

※下の図はFE168NSをVasの0.6倍の容積のキャビに入れ、fd=60Hzとした時のシミュレーション。
　I(Vin)は入力電流で、上下反転すればインピーダンス曲線になる。赤のI(Lm)は振動板の速度。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio35.jpg ）

バスレフのQの算出について 投稿日：2021年 6月19日(土)20時44分36秒

いつも参考にさせていただております。
バスレフスピーカーのインピーダンス特性を測るとポートとユニット２つの山が測定できます。そこからそれぞれの共振倍率Qを求めたいという話です。

ユニットのQはハーフパワーポイント法などでメカ系のQmを求めて電気系の制動を加えた形　Q0=Qm･Re／Rp（Re:定格imp、、Rp:ピークimp）で求められますが、

バスレフポートのQについては電気系の制動がかかず、メカ系のみのQ（ハーフパワーポイント法などで求めた値）と考えていいのでしょうか。

Ａｎａｌｏｇ　Ｄｉｓｃｏｖｅｒｙ 投稿日：2021年 6月14日(月)18時47分0秒

「アナログ回路万能測定ツール」を秋月に発注。（帯域の狭い旧タイプが安い）何に使うかは未定だが邪魔になる物でもないので手に入るうちに買っておこう。

デジタルオシロも持っていないが、広帯域のがさらに安くなればそのうちに導入予定。

歪率計プロジェクトは、やりかけてすぐに休眠状態。気が向けばそろそろ再開したい。

Re: 共鳴管開口部の位相について 投稿日：2021年 5月 8日(土)20時09分52秒

> 共鳴管方式の自作スピーカー造りを楽しんでいるのですが、バスレフ方式と異なり、ユニット前面と逆位相になる境が良くわかりません。
> 管長やユニットと開口部との距離等で計算出来るものでしょうか。

単純な円柱状（断面積一定）なら、１次共振はλ/4で近似できるでしょう。
共鳴管としての１次共振がバスレフのダクト共振に相当します。
途中で折り曲げたり断面積が変化していると単純計算できなくなります。

共鳴管方式のシミュレーションができるツールも検索すればあるようですから、活用してはどうでしょうか。

共鳴管開口部の位相について 投稿日：2021年 5月 8日(土)12時33分54秒

初めまして。
ご教授下さい。
共鳴管方式の自作スピーカー造りを楽しんでいるのですが、バスレフ方式と異なり、ユニット前面と逆位相になる境が良くわかりません。
管長やユニットと開口部との距離等で計算出来るものでしょうか。

TRS動作確認 投稿日：2021年 1月15日(金)11時11分31秒

＞ここで聞く前に、あなたはどう考えて「正常」とはどうあるべきと思っていますか？
＞回路図通りにすれば良いとアドバイスした訳ですから、回路図と照合すれば良いのは分かりますね。
＞この部分の設計思想はぺるけ氏の元記事にちゃんと記載されています。
＞その記事と回路図を照合すれば正常な状態かは分かるはずです。

正常と考えています。
それは敗戦後、HPプラグ挿入前後のTRSの作動状況から判断しました。

ご指導頂きありがとうございました。
今後の製作に生かしていきたいと思っています。
本当に感謝しております、ありがとうございました。

Re: ＴＲＳ動作確認 投稿日：2021年 1月15日(金)09時59分54秒

> ＨＰのプラグ挿入前と挿入後の動作です。画像のようになり、挿入後
> ＬｃｈＲｃｈともＳＰＫ側が繋がらなくなり、ＨＰ側に繋がっています。
> これは正常な状態と考えてよろしいでしょうか、教えてください。

ここで聞く前に、あなたはどう考えて「正常」とはどうあるべきと思っていますか？

回路図通りにすれば良いとアドバイスした訳ですから、回路図と照合すれば良いのは分かりますね。

この部分の設計思想はぺるけ氏の元記事にちゃんと記載されています。
その記事と回路図を照合すれば正常な状態かは分かるはずです。

ＴＲＳ動作確認 投稿日：2021年 1月14日(木)14時24分46秒

ヒーターアース後取り付け後、事情があって送れましたが、真空管を付けないでＴＲＳの動作確認をしました。
ＨＰのプラグ挿入前と挿入後の動作です。画像のようになり、挿入後ＬｃｈＲｃｈともＳＰＫ側が繋がらなくなり、ＨＰ側に繋がっています。
これは正常な状態と考えてよろしいでしょうか、教えてください。
よろしくお願い致します。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop5.jpg ）

TRS配線 投稿日：2021年 1月 5日(火)15時55分0秒

親切に教えて頂きありがとうございます。

＞ヒーターがGNDに落ちていない所と、グリッド配線が違う（1kΩが入っていない）部分は意図したものですか？

ヒーターのアースしていませんでした。４pinからアース母線Ｚに繋ぎました。
配線図の青の線です。ノイズに関係するので必要でした。教えて頂き助かりました。

グリッド配線は記載違いでした。配線図の緑の線の通りにしています。１KΩ経由で２pin、 7pinに入っています。どうもすいませんでした。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop6.jpg ）

Re: TRS配線 投稿日：2021年 1月 4日(月)20時01分6秒

> 6DJ8全段差動ＰＰのＴＲＳ配線を下記のようにしました。
>
> ぺるけさんの配線図と合致しているか、ご指導ください。よろしく
> お願い致します。

頑張って、きれいに書きましたね。
すでにご自分で回路図との照合は済ませていると思いますが、
ＴＲＳ配線の部分は問題なさそうです。

ヒーターがGNDに落ちていない所と、グリッド配線が違う（1kΩが入っていない）部分は意図したものですか？

TRS配線 投稿日：2021年 1月 4日(月)10時33分53秒

あけましておめでとうございます。
昨年はご指導頂き感謝しております。今年もよろしくお願い致します。
6DJ8全段差動ＰＰのＴＲＳ配線を下記のようにしました。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop8.jpg ）

ぺるけさんの配線図と合致しているか、ご指導ください。よろしく
お願い致します。

歪率計プロジェクト再始動 投稿日：2020年 6月 2日(火)21時44分40秒

基板組立で制作意欲が枯渇し、2017年の夏に停止していた歪率計プロジェクトがようやく再始動。コロナの閉じこもりで他にやれる事をやりつくして、もうこれしか時間をかけるテーマがない。
（もっと遠大なテーマは沢山あるが着手にまで至っていない）

以前検討していた時のデータを引っ張り出して、少しづつ進めています。
世界一のデータを出すにはまだまだ道のりは長い。

※写真は1kHzだけで発振まで確認した所の仮組み状態。（進度25％くらい）
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio26.jpg ）

その後、歪率が出る所まで来て進度40％程度に進行。がしかし、10Vrmsで歪が1ppmもある！
3Vでは0.1ppmだが、予定の100倍以上悪いのでここからが本当の難所。

スピーカー等価回路 投稿日：2020年 3月 4日(水)15時10分26秒

色々追加できました。大変役立っています。
ご指導ありがとうございました。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop45.png ）

Re: スピーカー等価回路 投稿日：2020年 2月24日(月)11時48分5秒

私の元記事：
http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/SPK/SPK_kaiseki6.html
等に情報は開示してあるので、御自分の記事は人にお墨付きを得よう等とは考えない方が良いです。
（間違いを犯した時に、その責任を人に押し付けようとする）

すんちゃんさんの示した図では、上側の図は音圧検出素子（Ｌ）が
比較的大きいのでその誤差が数kHzで現れています。検出素子の値を
1/1000にして音圧変換ゲインを1000倍すると誤差が減らせます。

私の元記事では理想ＯＰアンプでＩＶ変換することでその誤差を
1/1000にしています。（ゲインを1e10にすればさらに1/100）

下の方の図は何を目的としたか不明ですが、全て電気系に変換すると
機械系・音響系との関連性が分かりにくくなり、解析が困難になります。
無駄な努力のように見えます。

スピーカー等価回路 投稿日：2020年 2月23日(日)22時12分5秒

空気断熱係数が分からないなどありましたが、なんとかダクト寸法で共鳴周波数などを変化させられる｛力＝電圧法｝の等価回路に改造したつもりです。検分して頂いて、宜しければこのような等価回路図とSpiceファイルも掲載して頂きたいのでお願い出来ませんか？
（画像1：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop47a.png ）
（画像2：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop47b.png ）

また、ダクト抵抗分などを参考にさせて頂いて、最近の｛力＝電流法｝の等価回路に盛り込みましたが、理解力がないのでVentのSPLが小さいなど間違っているかもです。
音響放射インピーダンス曲線が在り、電気回路の感覚に近くて重宝していますが、未だ完璧に理解できなくて未完成ですのでこちらも検分して正確な等価回路を作って掲載して頂けると助かります。

Web検索しても断片的なスピーカーの理論式などが主流で、一貫した具体的理論や回路の記事が貴重です。
http://www.asahi-net.or.jp/~ab6s-med/NORTH/SP/bassreff_canvas.htm などは新しいユニット仕様が無いし、各素子を自由に変えてシミュレーションすることができないし、詳細な計算の説明がないので困っています。

Re: ダクト共鳴度合いの定数 投稿日：2020年 2月 6日(木)19時30分15秒

> 知りたいのはダクトの半径と長さでのRd1の計算式が知りたいのです。
> 宜しくお願いします。

ダクトから流出する空気流の運動エネルギーによるロス（抵抗）成分は空気流速に比例する非線形の値ですから、大入力では大きく小入力では小さくなります。
ＳＰＫの特性は普通１Ｗ入力で行いますから、ダクトロスは小さく測定データには現れにくい。

ダクトの抵抗分は「ダクト断面積とロスの算出」の記事で説明しているように、

ｆｄにおけるダクトのＱ（慣性インピーダンスと抵抗分の比）は、
Ｑｄ＝２πｆｄＭａ/(ρＶｍ/２Ｓd)＝(ｃρＬd/Ｓd)･√(Ｓd/ＬdＶｃ)/(ρＰ/ｆdρ^２Ｓd2^)
　　＝２ｆdρｃＳd√(ＳdＬd/Ｖｃ)／Ｐ ＝ρｃ^2Ｓd^2/(ＰπＶｃ) ＝45000Ｓ^2/ＰＶｃ

ダクトのＱｄが分かれば、逆算してＲｄ=２πｆｄＭａ/Ｑｄ　で計算できる。

Re: ダクト共鳴度合いの定数 投稿日：2020年 2月 6日(木)19時04分0秒

追伸
Qd1が50になっていますが、5～1に変えるとかなり変化するのでこれでダクト抵抗などをシミュレーションできるのだと思います。
知りたいのはダクトの半径と長さでのRd1の計算式が知りたいのです。
宜しくお願いします。

Re: ダクト共鳴度合いの定数 投稿日：2020年 2月 6日(木)15時22分52秒

検討が遅くなり済みません。
バスレフ型エンクロージャーのロス成分Rd1を教えて頂いたのですが、等価回路でショートさせてゼロΩにしても周波数特性に変化が無いのです。
MySpeakerなどのシミュレーションでは吸音材無しとか多く入れるとかの条件で適当な抵抗値にしているように思えてならないのです。

ダクトの空気流ロス（Ｌの直列抵抗成分）
Ｂ：気流の渦流損失成分
Ｃ：速度エネルギー流出成分
が回答頂いたように大きく影響すると思いますが、普通は無視できるほど小さいのではないでしょうか？

Re: ダクト共鳴度合いの定数 投稿日：2020年 1月28日(火)17時33分16秒

バスレフ型エンクロージャーのロス成分は、

１、箱の空気漏れロス（Ｃの並列抵抗成分）
　　ＭＤＦなど内面塗装していないとわずかに空気を通す
２、吸音材のロス（Ｃの直列抵抗成分）
　　流速の早い所に置かない限り、低域ではあまり抵抗にはならない
３、ダクトの空気流ロス（Ｌの直列抵抗成分）
　Ａ：空気の粘性抵抗成分
　Ｂ：気流の渦流損失成分
　Ｃ：速度エネルギー流出成分

通常の設計では、１，２，３Ａの成分は無視できるほど小さく、
３Ｂ，３Ｃのダクトロスのみを計算すれば良い。

http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/SPK/SPK_kaiseki3.html　の
「ダクト断面積とロスの算出」で説明しているのは３Ｃの成分だけ。
この抵抗値は流速に比例する非線形なので発生音圧（ダクト流速）に依存する。

３Ｂの渦損失はダクト吸い込み口にＲがない場合に大きくなるが、
定量的に計算するには、流体力学で空気の挙動を見る必要がある。

ダクト出入り口にＲを付けて渦の発生を小さくすればほぼ無視できる。
（ダクトノイズを防止するためにもＲを付けるのは効果的）

ダクト共鳴度合いの定数 投稿日：2020年 1月28日(火)08時32分10秒

ありがとうございます。

他に質問ですが、バスレフダクトで共鳴度合いをRP=70とされていると思います。
形状や吸音材やダクト内面空気抵抗など多くの要因があるので定数を決めるのは困難と思うのですが、理論上で基本的な定数の求め方があるのでしょうか？

Re: スピーカー等価回路SPL 投稿日：2020年 1月27日(月)11時24分37秒

> 添付図のように検出コイルを設けて50k増幅しても良いでしょうか？

この方法は、検出Ｌ電圧での誤差が無視できる条件ならＯＫです。
総合音圧側の高域に影響は出ますが、バスレフ解析の低域のみなら問題ないでしょう。

スピーカー等価回路SPL 投稿日：2020年 1月27日(月)11時10分47秒

いつもお世話になっております。
SPL検出回路で質問があります。
http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/SPK/SPK_kaiseki6.html
のSPL検出回路をNFBで30Kに簡略されていますが、
添付図のように検出コイルを設けて50k増幅しても良いでしょうか？
色々教えてください。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop57.png ）

Re: 等価回路の音圧計算について 投稿日：2019年 6月 9日(日)19時00分1秒

>E1は反転型のOPアンプとして使っているので、ゲインは1e6以上であれば
>誤差は小さくなり、実用十分と思われる160dBゲイン=1e8と設定しています。

負帰還をかけているということだったのですね。
理解しました。ありがとうございます。

Re: 等価回路の音圧計算について 投稿日：2019年 6月 8日(土)07時29分5秒

> スピーカー設計の等価回路の件で教えてください。
> LTspiceでの回路シミュレーションによる等価回路解析ですが、音圧計算で1e8倍の増幅器を挿入するのは何故でしょうか？
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/flipflop63.png ）

図のSPL_outを出力するE1のゲインが"1e8"となっている部分ですね。文の中で説明しているように、ここはL3を負帰還素子に使っています。

インダクタのｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽは2πfLであるので、L=1.2/2πとすれば音圧値Paに変換できる。1Pa=94dBSPLなので、音圧をSPL値とするには50kを掛ければよい。つまりL3=30k/π

E1は反転型のOPアンプとして使っているので、ゲインは1e6以上であれば誤差は小さくなり、実用十分と思われる160dBゲイン=1e8と設定しています。

等価回路の音圧計算について 投稿日：2019年 6月 7日(金)13時22分57秒

flip-flopさん
いつもHP拝見させていただいております。
スピーカー設計の等価回路の件で教えてください。
LTspiceでの回路シミュレーションによる等価回路解析ですが、音圧計算で1e8倍の増幅器を挿入するのは何故でしょうか？
ご教授くださいませ。

RE: bassref.xlsmのQbについて 投稿日：2018年12月 5日(水)07時45分20秒

flip-flopさん、詳細な説明を有り難うございました。トライしてみます。

RE: bassref.xlsmのQbについて 投稿日：2018年12月 4日(火)22時13分48秒

まず、ダクト径とQbの関係式：r＝0.039 √√(ＰＶｃＱd)　ですが、
「§3.バスレフ方式の設計方法」の中で説明しているように
Ｐの値は1mでの発生音圧（単位はパスカルPa）です。
Ｆ特とは関係ありません。つまりQbを上げても共振点でピークが出るとは限らない。

低域の発生音圧（Ｆ特）を持ち上げたい場合は、計算シートの赤い基準線
を目標とするカーブに設定し、それにフィットさせるように計算させます。

デフォルトのユニット（FF105WK相当）のままで低域を+3dB持ち上げたい場合、
・ダブルバスレフで「段数」を２に設定
・V3, Fb3, Qb3を無視できる値に変更
・低域レベルを上げるために「fc2」=140,「gain」=2.2に変更
・肩特性を調整のために4次HPFを「fc1」=85,「Qc1」=1.2に変更
・ダブルバスレフのディップ周辺の調整のために中域補正を「fp」=220,「Qp」=4,「gain」=0.5
・フィットさせる周波数範囲を「Fmin」=60,「Fmax」=250 に設定
で計算させた結果が下の図です。
（画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio24.jpg ）

【訂正】bassref.xlsmのQbについて 投稿日：2018年12月 3日(月)01時20分23秒

すみません、質問自体に誤りがありました。
誤「P＝10(X/20)=0.5Xとすれば良いのでしょうか？」
正「P=10^(X/20)とすれば良いのでしょうか？」
です。失礼しました。

bassref.xlsmのQbについて 投稿日：2018年12月 3日(月)00時53分1秒

初めまして、びやぼんと申します。
flip－flopさんが公開されているbassref.xlsm(http://www.geocities.jp/cxb00463/audio/SPK/bassref.xlsm)を使おうとしています。
このシートに入力するパラメータQb1～3をもとにダクト径を算出する場合は§3.バスレフ方式の設計方法(http://www.geocities.jp/cxb00463/audio/SPK/SPK_kaiseki3.html)に記載されている数式、
r＝0.039 √√(ＰＶｃＱd)を使えば良いと思うのですが、この場合のPに関しては中域(0db)に対して共振点でXdb持ち上げたい場合、
P＝10(X/20)=0.5X
とすれば良いのでしょうか？
（いきなり質問から入って恐縮ですが、このようなシートを公開していただき、有り難うございます。）

flip-flopWorld の「アンプ設計の技術」の一部修正 投稿日：2018年 1月 8日(月)16時13分51秒

・タイトルだけで中身のなかった項目に、書く予定の見出しだけ追記
・「４、具体的な設計例の解説」を別フォルダ内に階層を変更
しました。

中身を書くのはまだまだ時間が掛かりますが、見出しだけ見ても何が大切かは分かると思います。
http://www.geocities.jp/cxb00463/audio/main.html
（上記は消滅したので下のアドレスに移動しました。）
http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/AMP/index.html

Re: リンクの件 投稿日：2017年10月24日(火)19時37分30秒

ご指摘ありがとうございます。
仰るとおりのようですので、記事の見直しをします。

http://souzouno-yakata.com/2017/10/08/25368/

Re: リンクの件 投稿日：2017年10月23日(月)17時11分48秒

> Q0の計算方法について貴殿のページで有益な情報を見つけましたので参考にさせていただきました。
> リンクも貼りましたのでもしご迷惑であればお知らせください

創造の館さん、こんばんは。リンクは問題ありません。
記事を拝見させていただきましたが、２点誤りがあるようです。

１、インピーダンス特性のＱは機構系のＱｍであり、電磁制動抵抗を含んでいない。よって、このＱから制動係数を求めても振動系のダンピングは評価できない。

２、バスレフでは低域の遅れが最大になるのはポート共振周波数である。インピーダンス特性の山からＱを求めてもポート共振のＱは求められない。

音圧の式を解いて、位相特性の微分値で群遅延を計算するのが正しい。

リンクの件 投稿日：2017年10月23日(月)08時13分54秒

はじめまして
Q0の計算方法について貴殿のページで有益な情報を見つけましたので参考にさせていただきました。リンクも貼りましたのでもしご迷惑であればお知らせください
http://souzouno-yakata.com/2017/10/08/25368/
サブウーファーの音の遅れを測る2～インピーダンス特性から遅れを算出する
http://souzouno-yakata.com/2017/10/08/25368/

歪みを拡大して測定する回路 投稿日：2017年 7月 7日(金)23時08分55秒

低歪OPアンプの歪みを評価する際、NFB量を減らして等価的に歪率を101倍にして測定する手法があります。
（下の図を参照）：OPA134のカタログより引用

この方法は測定系の影響を拡大率の分だけ低くできるので、０ｄＢのバッファで歪みが-140dBを切るような場合でも-120dBまでが限度の測定系でも測定限界を-160dB相当に改善することができます。

ここで注意が必要なのは、「歪を101倍に拡大して測定」は正しいのですが、「常に実測値の1/101で換算できる」のではない、という事です。
1/101の値は「OPアンプの入力部に発生する歪電圧」であり、単純なNFBアンプの場合、最終的な出力の歪み電圧は仕上がりゲイン倍に増加します。

下の説明図で、SIG.GAIN=101 の場合、ＯＰアンプの歪みは出力では101倍されています。
信号ゲインも101倍ですので、「101倍のアンプ」としての歪率は実測値の1/101にしては駄目で、実測値そのものでなければなりません。

つまり、測定値の1/101の歪率になるのは、ゲイン１（０ｄＢ）の時だけなのです。
SIG.GAIN=11 の場合は歪も11倍されるので実際の歪率に換算するには11/101を掛けます。（101で割ってはいけない！）
世の中には、ここを勘違いしている人もいるようです。

（下の図：http://flip-flop.world.coocan.jp/audio/keisoku/dist1/dist.gif ）

Re:リンクについて 投稿日：2016年11月 9日(水)07時50分32秒

どうもご許可，ありがとうございました。さっそく，紹介させていただきます。

また，twintの件，ご教示ありがとうございます。回路図中でひずみ率計を作っちゃうのはいいアイデアですね。

またよろしくお願いします。

Re: リンクについて 投稿日：2016年11月 8日(火)23時33分42秒

いるちゃんさん、ようこそ。

> アンプのひずみをSpiceでシミュレーションしようと考えて，このホームページにたどり着きました。
> つきましては，小生のブログでリンクをつけてご紹介したいと考えているのですが，いかがでしょうか。

問題ありません。

歪み評価を簡単にするために、私は下の図のようなサブサーキットを「twint」として登録して使っています。
汎用で使うため、ノッチ周波数をfo、被測定回路のゲインをgainの変数で指定してあり、回路図上で自由に変更可能。（下にあるOPアンプのシンボルを流用し、V(dist_in)=in+, V(sin_in)=in- でシンボルファイルに記述）

画像：http://flip-flop.world.coocan.jp/gazou/audio13.png

リンクについて 投稿日：2016年11月 4日(金)16時09分20秒

どうもはじめまして。

アンプのひずみをSpiceでシミュレーションしようと考えて，このホームページにたどり着きました。

おかげさまで長い間，どうしたらできるんだろうと考えていたことが解決しました。本当にどうもありがとうございました。

つきましては，小生のブログでリンクをつけてご紹介したいと考えているのですが，いかがでしょうか。真空管のシミュレーションで一緒にひずみを出力させて解析した記事を書くつもりですが，そこでご紹介したいと考えております。

http://iruchan.blog.so-net.ne.jp/

LTspice XVII でのトラブル 投稿日：2016年10月22日(土)15時36分45秒

電子回路シミュレーターLTspice XVIIをしばらく使っていましたが、新しく付いた機能「SPICE構文コマンド用エディタ」が気に入らず、バージョンIVへダウングレード。

基本的には互換性は有りますが、2点引っかかりました。

１、IVはユニコード非対応
　品番や注釈に日本語も使えていたのはあきらめるとして、抵抗値やラベルの表記にアルファベット以外のゴミが混ざっていると回路ファイルがエラーになります。
　（電源ラベルの表記に全角Ｖがあるのに気付かなくてしばらく悩みました。）

２、XVIIで増えたトランジスタなどの部品モデルを移植時の注意
　メモ帳で.bjtファイルなどを開いて編集するのですが、その後でファイルを読んでくれない。一度、LTspiceVIから.bjtファイルをOPENして保存しなおすことでＯＫ。

最近のスチコン 投稿日：2016年 7月30日(土)22時39分40秒

歪率計に使用する部品の選定で、スチコン以外は10V印加時の歪が0.01ppm(-160dB)を切れないので、無くなる前に確保しておこうと10000pFのスチコン100個を新規購入。

現物（Xicon 23PS310）を見るとリードが昔の鉄線ではなくて非磁性の銅線になっています。
さっそく歪を測ると期待した値が出ない！！最近のスチコンは歪は良くない（他の種類並み）のでしょうか。

やけくそになって１００個全部のばらつきを見ましたが、平均から２倍の幅の中に納まり、昔のスチコン並みの性能の物は１個もありませんでした。

さて、どうしよう。

部屋の音響特性 投稿日：2014年 9月 3日(水)19時08分46秒

オーディオに関する項目で「室内の音響伝達特性検討」がタイトルのみであります。これの原稿を現在作成中。

すでに直方体形状のシミュレーションツールは存在するのですが、よく検討してみると原理的な部分で見直しが必要な事が分りました。

きちんと結論を出してからUPします。

差動増幅回路の解説参考になりました 投稿日：2014年 3月17日(月)10時49分4秒

flip-fropさん、はじめまして。
ごろにゃーと申します。

以前からデバイスのリニアリティと差像増幅の歪の関係が気になっていました。理論は嫌いではないのですが、ついつい実用範囲を超えて追及してしまうので、実用十分を心がけるようにしています。
とは言っても、この件の実験は再現性が有るかどうかと、データのまとめができるか不安でしたので、書籍やネットを探して、基礎的なことを確認しようとして、やっとここにたどり着きました。
おかげさまで、もやもやしていた物がだいぶ減りました。
やはり、デバイスの動作点やアイドリング電流と歪には関係が有るのですね。でもこの辺りの事があまり議論されていないのは不思議ですね。NFBをかけてしまえば無視できると言う考えなのでしょうか？
一度できてしまった歪は取り去ることは不可能と思いますが、アンプの系全体がNFBループの中に入っていれば相当圧縮できるような気もします。ただし０にはできないでしょうから、オープンループゲインとクローズドループゲインが関係してくるのでしょうね。
できればこの辺りの事を少しお聞かせいただけると嬉しいです。（続きを書いてくださいと言っているようなもんですね。（笑））

この件とは全く関係ないのですが、スケートも趣味なのですね。実は私も冬季はスケートを楽しんでいます。たぶん同じ連盟に所属しているのではないかと思いますが、私の方は、あまり人気のないスピードスケートです。
今回のオリンピックはフィギュアと違って残念な結果だったのですが、若い人が少しずつ順位を上げてきているので、次回かその次あたりが楽しみです。
http://cented.blog.fc2.com/

1kHz Spot歪率計 投稿日：2014年 1月14日(火)22時34分5秒

TI-AEK30さん、こんばんは。

あれを作ったのですね。元の設計で10kHz３次LPFでのノイズ評価値が
THD0.000055%なので、その値なら十分です。
今はPCのアナログ入力に取り込んでFFTを掛ければＡＰ社のシステムと
同じような解析が出来ますので、Spot歪率計と併用すれば-140dB以下の
ノイズフロアが簡単に得られます。

ADCの分解能については、生の値では今でもDレンジ120dB程度が普通に
入手できる品種では良い方のようです。
大振幅時では分解能が低下して良いのなら、ゲイン設定を変えた２系統を
パラで動かして、等価的なDレンジを144dB（相当）にする手も使えそう
です。片方がクリップした時の信号処理がちょっと面倒かな。
結局はADC入力段のアナログ部のS/Nが性能限界になりますから「如何に
信号レベルを大きくして処理するか」が、工夫のしどころだと思います。

御礼 投稿日：2014年 1月14日(火)00時05分38秒

「歪み率の測定限界と、デジタルデータ有効ビット数」
簡潔でわかりやすい有益な解説をありがとうございます。

昔（今もですが）「フーリエ変換分光光度計」をいじっておりまして、
ADCの分解能がキモの一つでした。
当時の実用ADCの最高dynamic rangeは20bitでしたが、Trをパラって
入力換算雑音が0.2nV/√Hzのヘッドアンプを自作して、メーカー品を
凌ぐ（２倍程度ですが）結果を出して喜んでいました。
今のADCのdynamic rangeは実効で24bitが出ているのでしょうか。

最近パワーアンプを自作しまして、ひずみ率を評価したくて検索したところ
御サイトにたどり着いた次第です。
「1kHz Spot OSC/歪率計」をそっくりコピーさせて頂きました。
（ただしOPはNJM5532で、入力の保護ダイオードを省きました）
一発で無事動きまして喜んでおります。
測定系のTHD+ノイズは0.000059%と、「本家」にはかないませんが、
当面の小生には十分な性能です。
ありがとうございます。

黒田徹「はじめてのトランジスタ回路設計」に
「FET可変抵抗にバッファーをつけると抵抗の熱雑音が減る」
という話がありましたので期待して組み入れたのですが、
これは全く効きませんでした。

Re: ダブルバスレフについて 投稿日：2012年10月23日(火)22時48分49秒

ご返答ありがとうございます。

> キャビネット内部にヘルムホルツ共振部を持つ構造は私も検討した事があります。あまり有効な効果が得られなかったのでそれ以上の追求はしませんでした。

そうですか、うまくいきませんか・・・・

> せっかく測定・評価の出来る環境をお持ちなのですから、精度の良い測定をするともっと研究が進むと思います。バスレフなどの低域特性を計るには、ユニットとダクトの中間点、両者から20cm程度にマイクを近づけると部屋の影響を受ける割合が減って、特性の違いが分りやすくなりますよ。

すぐには計画はないのですが、そのうちに実験ボックスでも作って試してみようと思います。
http://www.geocities.jp/esist88/

Re: ダブルバスレフについて 投稿日：2012年10月23日(火)20時06分0秒

> はじめまして、esistと申します。

esist さん、こんばんは。

キャビネット内部にヘルムホルツ共振部を持つ構造は私も検討した事があります。あまり有効な効果が得られなかったのでそれ以上の追求はしませんでした。

せっかく測定・評価の出来る環境をお持ちなのですから、精度の良い測定をするともっと研究が進むと思います。
バスレフなどの低域特性を計るには、ユニットとダクトの中間点、両者から20cm程度にマイクを近づけると部屋の影響を受ける割合が減って、特性の違いが分りやすくなりますよ。

ダブルバスレフについて 投稿日：2012年10月22日(月)21時32分18秒

filip-flop様

はじめまして、esistと申します。
音響等価回路を勉強したくWebを見ていたところ、貴サイトにたどり着きました。そもそもの目的がダブルバスレフの解析をしたかったからで、見せていただいて、おおっ、と思いました。

私もダブルバスレフの改良に興味があり、ダブルバスレフのダクトのあるキャビにユニットをつけたものを、（個人的に勝手に）逆ダブルバスレフと名づけ、試作などをしております。
http://www.geocities.jp/esist88/SP/gdb1.html
http://www.geocities.jp/esist88/SP/TV_Stand_Speaker.html
http://www.geocities.jp/esist88/SP/TV2.html
普通のダブルバスレフとは違いfd1のすぐ下側の周波数にディップができるようです。

トリプルバスレフの記事、非常に興味深かったです。逆ダブルバスレフと組み合わせると、どうなるのだろうか？などと興味は尽きません。
音響等価回路の取り扱いも勉強して自分でも解析できるようになりたいものだと思っております。

今後ともよろしくお願いします。
http://www.geocities.jp/esist88/

新形式差動増幅セルの解析 投稿日：2012年 9月 8日(土)22時55分32秒

基本回路素子の直線性の項目で、SEPPの差動形式と、共通エミッタ間をバイパス追加した新形式の記事をUP。

検討している段階で、新しい直線化の理論を発見したかと思ったら、実は昔から知られていた有名な方式である事が分り、誰でも考える事は同じなのだと納得。
（Multi-tanh という方式であり、ネットで検索すればすぐ出て来ます。）

がしかし、別のアプローチから独力で結果を出す段階で、現存する回路とは違う新しい回路を提案出来たのであるから、悪くはない。

自分では概要を理解して原理を知っているつもりでも、人に分りやすく説明するための具体的な資料やデータを作成していると、改めて細かい部分で理解が浅かった所が露呈し、より理解が深まる。
（データを分りやすくグラフ化して行くと、「ここがこうなるのは何故？」と言う部分　が出て来て、その理由を明確化する事で理論の裏付けが明確になる。）

基本回路素子の直線性 UP 投稿日：2012年 8月23日(木)17時58分13秒

夏休みの数日を使って、基本回路素子の直線性の記事を半分までまとめました。一番BASICな部分のシングル、差動までなので、これからが本題のSEPP以降の内容に踏み込める。

gm特性のカーブをLT-spiceを使って描かせるのに手間取りましたが、創意工夫でなんとか。
（flip-flop Worldの更新履歴は、TOPページの下にリンク付きで書いています）

プロジェクト進行中 投稿日：2012年 6月28日(木)18時39分43秒

投稿ゼロでは寂しいので、進行中のプロジェクト状況など。

・150dB分解能の歪み率計

基本構想から具体的な設計に入りつつあります。使う部品の目処は何とか立ち、各ブロックの詳細設計と部品配置を検討中。現物を試作してからの性能出しが多分一番難しい所。
（-140dB以下の世界はまだ未体験ゾーン）
そもそも目標値を評価出来る計測器が存在しないので、歪み率計が完成しないと性能が出ているかが評価出来ない。
出来上がったら、PCに取り込んでのFFT解析で-170dBの世界を覗けるはず。


・SEPP出力回路の検討（CSRP以降の形式）
　実用性に乏しい（魅力を感じない）ので、停止中。

・基本回路素子の直線性
　ネタは検討済みなので、記事に仕上げるだけ。夏休みまでにはなんとか。